這是一個(gè)非常典型的“看起來簡單、做起來全是坑”的仿真需求。很多工程師上手HFSS一上來就照著教程畫一對(duì)差分線加上Wave Port就點(diǎn)仿真結(jié)果出來的S參數(shù)曲線“光滑得像教科書”但和實(shí)際測(cè)試對(duì)不上差得還挺遠(yuǎn)。問題基本都出在兩個(gè)地方模型簡化過度、端口和參考平面設(shè)置不當(dāng)。這篇實(shí)戰(zhàn)記錄就圍繞“精準(zhǔn)仿真”這三個(gè)字展開把我自己在實(shí)際項(xiàng)目中驗(yàn)證過的建模細(xì)節(jié)、參數(shù)設(shè)置和避坑經(jīng)驗(yàn)完整梳理一遍希望能給正在做高速PCB信號(hào)完整性仿真的朋友提供一套可以直接照著用的方法和思路。1. 項(xiàng)目需求與設(shè)計(jì)思路不要拿到版圖就急著建模先把工程需求拆開看。我們這次仿真目標(biāo)很明確評(píng)估一對(duì)特定層疊結(jié)構(gòu)下、特定線寬線距的差分走線在0到10GHz頻段內(nèi)的插入損耗、回波損耗和差分阻抗是否滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)通常要求差分阻抗100歐姆正負(fù)10%回波損耗在5GHz內(nèi)優(yōu)于-15dB。這個(gè)需求背后隱含了幾個(gè)關(guān)鍵問題需要首先想清楚。第一個(gè)問題是為什么選HFSS而不是其他軟件Ansys HFSS是三維全波電磁場(chǎng)求解器基于有限元方法對(duì)于PCB上不連續(xù)結(jié)構(gòu)過孔、焊盤、走線拐角的寄生效應(yīng)、輻射效應(yīng)、差分模式到共模模式的轉(zhuǎn)換求解精度非常高。相比之下二維場(chǎng)求解器比如Polar SI9000只能算理想均勻傳輸線的截面阻抗和單位長度參數(shù)無法處理結(jié)構(gòu)突變帶來的反射也無法給出完整頻段的S參數(shù)。對(duì)于高速數(shù)字鏈路比如PCIe Gen4/5、USB4、10G以上以太網(wǎng)只看阻抗是不夠的一定要看全波頻域響應(yīng)這時(shí)候HFSS就是主力工具。第二個(gè)問題是用HFSS仿真差分線到底在仿真什么物理量本質(zhì)上求解的是Maxwell方程組在特定邊界條件和激勵(lì)下的數(shù)值解得到的是頻域S參數(shù)矩陣。對(duì)于差分線我們關(guān)心的是差分端口Differential Port上的S參數(shù)即Sdd11差分回波損耗、Sdd21差分插入損耗以及由差分激勵(lì)轉(zhuǎn)換成共模激勵(lì)的比例Scd21這個(gè)參數(shù)反映了差分線的模式轉(zhuǎn)換水平是衡量PCB走線對(duì)稱性的重要指標(biāo)。第三個(gè)問題也是容易被忽略的仿真模型要怎么建立才能既準(zhǔn)確又有效率一條真實(shí)的高速差分線從驅(qū)動(dòng)芯片引腳經(jīng)過過孔、帶狀線內(nèi)層走線、再經(jīng)過過孔到連接器中間有焊盤、反焊盤、換層過孔、參考平面跨槽等眾多非理想結(jié)構(gòu)。如果全部建出來網(wǎng)格量會(huì)非常巨大求解時(shí)間可能需要數(shù)小時(shí)甚至數(shù)天而且很多物理結(jié)構(gòu)比如芯片封裝內(nèi)部的細(xì)節(jié)我們拿不到精確尺寸。所以合理的做法是“分段驗(yàn)證”加“局部精細(xì)化”。這次實(shí)戰(zhàn)只聚焦“內(nèi)層帶狀線差分走線”這個(gè)最核心的均勻段把它的特性摸清楚為后續(xù)完整通道仿真提供精確的模型參數(shù)。確定了建模范圍接下來要考慮的就是層疊和材料參數(shù)這一步是精準(zhǔn)仿真的地基。如果層疊厚度、介電常數(shù)、損耗角正切不準(zhǔn)確后面做再精細(xì)的建模都是白搭。實(shí)際項(xiàng)目中最穩(wěn)妥的方式是直接向PCB板廠要阻抗控制報(bào)告從報(bào)告中讀取實(shí)際生產(chǎn)時(shí)使用的層疊厚度和材料參數(shù)然后把這些參數(shù)填進(jìn)HFSS的模型里這樣仿真結(jié)果與量產(chǎn)板卡測(cè)試的相關(guān)性才會(huì)好。基于以上分析整體實(shí)施路徑清晰了先建立多層介質(zhì)層疊模型、按照實(shí)際需求設(shè)定差分線的幾何尺寸線寬、線距、參考平面間距、選擇邊界條件理想導(dǎo)體邊界還是有限電導(dǎo)率邊界、設(shè)置差分波端口激勵(lì)、然后進(jìn)行求解設(shè)置和頻掃設(shè)置最后提取差分S參數(shù)并結(jié)合TDR時(shí)域反射計(jì)結(jié)果評(píng)估阻抗連續(xù)性。2. 建模前的關(guān)鍵參數(shù)準(zhǔn)備很多新手拿到一個(gè)項(xiàng)目第一件事就是打開HFSS畫圖這是最容易走彎路的地方。正確順序應(yīng)該是先整理參數(shù)表再創(chuàng)建變量驅(qū)動(dòng)的參數(shù)化模型。這樣做的好處非常明顯——后續(xù)做參數(shù)掃描優(yōu)化時(shí)不用手動(dòng)改模型直接改變量值即可效率提升巨大。在HFSS中創(chuàng)建變量可以通過HFSS菜單下的Design Properties進(jìn)行設(shè)置。推薦用變量替代所有物理尺寸包括線寬w、線間距s、介質(zhì)層厚度h1走線到上方參考平面的距離、h2走線到下方參考平面的距離、走線長度length、焊盤尺寸等。這些變量名稱盡量用有意義的單詞或縮寫方便后續(xù)優(yōu)化掃描時(shí)一眼識(shí)別。比如對(duì)于100歐姆差分阻抗的高速帶狀線在常見的層疊例如總板厚1.6mm8層板走線在L4層下一個(gè)典型的幾何參數(shù)組可能是線寬w為0.12mm線間距s為0.15mm走線距上下參考平面的距離h1h20.1mm走線長度length為20mm。注意這里給出的僅是示例具體數(shù)值一定要以板廠的阻抗控制報(bào)告為基準(zhǔn)來微調(diào)。從理論基礎(chǔ)上看帶狀線差分阻抗的計(jì)算與線寬w、線間距s、介質(zhì)厚度h以及介電常數(shù)εr密切相關(guān)。近似經(jīng)驗(yàn)公式之一是Zdiff ≈ 2 × Z0 × (1 - 0.374 × e^(-2.9 × s/h))其中Z0是單端特性阻抗。從公式中可以直觀看出增大線間距s差分阻抗會(huì)增大增大線寬w差分阻抗會(huì)減小介質(zhì)厚度h增大差分阻抗會(huì)增大。在HFSS中我們不需要精確依賴這個(gè)公式來手工計(jì)算但理解這個(gè)趨勢(shì)對(duì)于調(diào)試模型非常重要當(dāng)仿真得到的阻抗偏高或偏低時(shí)可以快速定位應(yīng)該調(diào)整哪個(gè)幾何變量。此外材料參數(shù)是在HFSS中模擬介電特性的基礎(chǔ)。對(duì)于FR4材料由于其在頻域內(nèi)具有色散特性即介電常數(shù)隨頻率變化而變化。在HFSS中可以設(shè)置Frequency Dependent Materials常見做法是通過Djordjevic-Sarkar模型定義頻變介電常數(shù)或者直接在特定頻率如5GHz下設(shè)定介電常數(shù)值。因?yàn)閾p耗角正切Dissipation Factor, DF同樣對(duì)高頻插入損耗影響顯著不建議使用默認(rèn)的“真空”介質(zhì)一定要手動(dòng)新建一個(gè)介質(zhì)材料將相對(duì)介電常數(shù)設(shè)為4.2或者板廠提供的實(shí)際值損耗角正切設(shè)為0.02銅箔電導(dǎo)率設(shè)為5.8e7 S/m注意在高頻下需要設(shè)置表面粗糙度來模擬趨膚效應(yīng)損耗但第一次建?？梢韵群雎浴盈B結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)上不要把PCB層疊簡化為“一個(gè)大介質(zhì)塊”。實(shí)際PCB層疊中有芯板Core和半固化片PP的反復(fù)壓合不同層的介質(zhì)厚度和材料參數(shù)是不同的。在HFSS建模時(shí)我們需要將每一層介質(zhì)都單獨(dú)建立。例如L3到L4層之間可能是2116半固化片L4到L5層之間可能是芯板兩種材料的介電常數(shù)有差異通常芯板略高半固化片略低。如果只建一個(gè)均勻介質(zhì)塊阻抗仿真結(jié)果會(huì)與實(shí)測(cè)產(chǎn)生偏差。參考平面在建模時(shí)不能忽視。帶狀線的參考平面是上下兩層的完整銅皮。在實(shí)際PCB中這些銅皮并不是完整的可能存在反焊盤、過孔盤、分割槽等空洞。但是本次仿真聚焦于均勻傳輸線段參考平面可以簡化為無限大的理想金屬平面或者用與模型邊界匹配的有限金屬平面。需要注意的是參考平面的邊緣位置不要離走線太近否則邊緣場(chǎng)會(huì)影響特性阻抗。3. HFSS建模核心環(huán)節(jié)與細(xì)節(jié)處理在HFSS中創(chuàng)建三維模型有很多種方式可以直接畫Box也可以通過導(dǎo)入Gerber文件或ODB文件來生成版圖幾何。對(duì)于單對(duì)差分線仿真最快捷的方式是直接利用HFSS自帶的畫圖工具創(chuàng)建模型下面按步驟說明。建模時(shí)我們創(chuàng)建四層結(jié)構(gòu)頂層參考平面Ground、上方介質(zhì)層、差分走線層、下方介質(zhì)層、底層參考平面Ground。實(shí)際上應(yīng)該至少有五層上GND、上介質(zhì)、走線、下介質(zhì)、下GND。此外還要在模型兩端的端口處留出空氣腔或者PEC邊界用來添加波端口激勵(lì)。在HFSS中創(chuàng)建“差分線”最常見的方式是直接畫兩條平行的長方體Box用變量控制截面尺寸和長度。比如手動(dòng)創(chuàng)建多個(gè)Box坐標(biāo)和尺寸全部設(shè)置為變量表達(dá)式。需要注意的是兩條走線的中心間距由“線寬線距”構(gòu)成。假如線寬w是0.12mm線距s是0.15mm那么兩條走線的中心間距等于ws0.27mm。走線兩端要與Port面端口平面重合這幾乎是新手最容易忽略的問題。如果不重合HFSS會(huì)報(bào)錯(cuò)或者仿真結(jié)果異常。所以建模時(shí)把走線的起點(diǎn)X方向起始位置直接設(shè)為走線長度變量的一半也就是采用關(guān)于原點(diǎn)對(duì)稱的結(jié)構(gòu)。比如length為20mm起點(diǎn)設(shè)在-10mm終點(diǎn)設(shè)在10mm這樣兩個(gè)端口的平面分別位于X-10mm和X10mm處。介質(zhì)層和參考平面的建模相對(duì)簡單上下介質(zhì)層可以用Box表示厚度分別設(shè)為h1和h2寬度要比差分線區(qū)域?qū)挼枚嘀辽俅笥?倍線間距這樣可以避免模型邊界對(duì)場(chǎng)分布的影響。參考平面用Sheet模型二維面并賦予理想導(dǎo)體邊界Perfect E即可。假如參考平面用有厚度的金屬體則會(huì)增加很多自動(dòng)剖分網(wǎng)格浪費(fèi)求解資源在均勻傳輸線仿真中使用理想導(dǎo)體邊界條件是完全可接受的近似。邊界條件設(shè)置方面除了把上下參考平面設(shè)為Perfect E還需要設(shè)置模型的外部邊界輻射邊界或者PML邊界。對(duì)于差分走線這種強(qiáng)導(dǎo)行結(jié)構(gòu)輻射很小通?？梢灾苯影涯Ｐ捅尘霸O(shè)置為輻射邊界。不過也可以在模型四周添加一個(gè)空氣包圍盒Airbox把空氣盒邊界設(shè)為Radiation?？諝夂械某叽缧枰x走線足夠遠(yuǎn)至少四分之一波長在10GHz下四分之一波長約7.5mm所以空氣盒的邊界距離走線邊緣應(yīng)在8mm以上。端口設(shè)置是精準(zhǔn)仿真中最關(guān)鍵的一環(huán)。對(duì)于均勻差分傳輸線的端接標(biāo)準(zhǔn)做法是設(shè)置Wave Port波端口。波端口需要畫在模型的端面上而且端口面的高度和寬度直接影響求解精度。對(duì)于帶狀線結(jié)構(gòu)波端口的上邊界必須連接到上層參考平面下邊界必須連接到下層參考平面左右邊界從走線邊緣向外延伸足夠距離通常大于3倍線間距。一個(gè)常見問題是波端口高度到底取多少合適在HFSS中波端口高度通常等于上下參考平面之間的間距即h1h2。這個(gè)高度必須與內(nèi)部介質(zhì)厚度嚴(yán)格一致否則多模傳播分析會(huì)不準(zhǔn)確。端口寬度沿Y方向要大于等于差分線中心間距的三倍。更穩(wěn)妥的做法是讓波端口寬度等于參考平面間距的4到5倍并確保兩條走線都在端口面上居中。設(shè)置Wave Port后HFSS會(huì)自動(dòng)計(jì)算端口的阻抗和傳播常數(shù)。這里有一個(gè)關(guān)鍵細(xì)節(jié)當(dāng)在同一個(gè)端口面上存在兩個(gè)導(dǎo)體P和N加兩個(gè)參考平面時(shí)HFSS會(huì)識(shí)別出多個(gè)傳播模式。通常在差分線仿真中需要設(shè)置兩個(gè)Wave Port并指定端口上的兩個(gè)Terminal終端。在HFSS的激勵(lì)設(shè)置中選擇Port后可以在Excitations欄里把兩個(gè)模式分別定義為Differential和Common或者使用Terminal方案直接定義差分端口。推薦采用“Differential Pair”方式即差分對(duì)方式在Port的Post Processing里將模式1和模式2分別指認(rèn)為P和N系統(tǒng)可以自動(dòng)生成差分S參數(shù)和共模S參數(shù)。關(guān)于參考阻抗波端口默認(rèn)特性阻抗可能不是100歐姆。在仿真完成后提取S參數(shù)時(shí)需要根據(jù)實(shí)際需求重新歸一化到100歐姆差分阻抗50歐姆單端對(duì)地。這個(gè)歸一化可以在HFSS后處理中設(shè)置也可以在導(dǎo)出SnP文件到Designer或ADS時(shí)再歸一化。如果不做歸一化觀察到的回波損耗數(shù)值可能看起來“很奇怪”明明線是100歐姆但Sdd11卻很高這就是參考阻抗不匹配的表現(xiàn)不是模型錯(cuò)誤是后處理沒設(shè)置對(duì)。作為補(bǔ)充說明如果仿真對(duì)象是表面微帶線而不是內(nèi)層帶狀線還可以使用Lumped Port集總端口。Lumped Port需要設(shè)定端口阻抗邊界條件用理想導(dǎo)體邊界連接激勵(lì)邊緣到參考地。但是集總端口對(duì)網(wǎng)格大小比較敏感精度不如波端口建議在線寬較細(xì)的情況下仍優(yōu)先選擇Wave Port。4. 求解設(shè)置、收斂判據(jù)與頻掃策略模型和端口都設(shè)置好了接下來是求解設(shè)置。HFSS的求解器是基于自適應(yīng)網(wǎng)格剖分的它會(huì)根據(jù)場(chǎng)解的梯度自動(dòng)細(xì)化網(wǎng)格直到滿足收斂條件。這一步的核心設(shè)置主要有三個(gè)方面求解頻率、網(wǎng)格自適應(yīng)收斂判據(jù)、掃頻范圍和方式。求解頻率Solution Frequency通常設(shè)定為所關(guān)注頻段的最高頻率。如果關(guān)注0到10GHz建議求解頻率設(shè)為10GHz這樣網(wǎng)格剖分在最嚴(yán)苛的頻點(diǎn)達(dá)到足夠細(xì)的精度其他低頻點(diǎn)的精度自然滿足要求。當(dāng)然如果最高頻率對(duì)應(yīng)波長過小網(wǎng)格量會(huì)很大可能導(dǎo)致計(jì)算緩慢。這種情況下可以考慮把求解頻率設(shè)為5GHz然后進(jìn)行寬帶掃頻但精度會(huì)略差這個(gè)取舍要根據(jù)實(shí)際硬件資源來定。自適應(yīng)網(wǎng)格剖分在HFSS中通過“Analysis Setup”下的“Maximum Number of Passes”和“Maximum Delta S”來控制。一般建議最大迭代步數(shù)設(shè)置為15到20次收斂判據(jù)Delta S設(shè)為0.02。也就是說當(dāng)相鄰兩次自適應(yīng)網(wǎng)格剖分計(jì)算出的S參數(shù)矩陣變化量小于2%時(shí)求解自動(dòng)停止認(rèn)為結(jié)果已經(jīng)收斂。在實(shí)際項(xiàng)目中有一種常見情況自適應(yīng)收斂到Delta S小于0.02但是場(chǎng)圖或者S參數(shù)曲線還是有輕微鋸齒。這通常發(fā)生在諧振結(jié)構(gòu)或弱耦合結(jié)構(gòu)中。解決方法是手動(dòng)將Delta S改小如0.005同時(shí)限制單次剖分的最大四面體數(shù)量通常不限制但如果內(nèi)存有限可以設(shè)為200萬至500萬觀察收斂情況。對(duì)于差分線這種相對(duì)簡單的結(jié)構(gòu)默認(rèn)設(shè)置通常就可以。掃頻類型設(shè)置同樣重要。HFSS提供三種掃頻方式快速掃頻Interpolating、離散掃頻Discrete和寬帶掃頻Broadband。對(duì)于寬頻帶S參數(shù)提取最常用的是Interpolating掃頻它通過多項(xiàng)式插值擬合響應(yīng)曲線計(jì)算速度快、結(jié)果平滑。在Interpolating Sweep設(shè)置中需要設(shè)置起始頻率如0.01GHz、終止頻率如10GHz、掃描點(diǎn)數(shù)如2001點(diǎn)以及誤差容限如0.5%。這里分享一個(gè)經(jīng)驗(yàn)不建議將起始頻率設(shè)為0GHz因?yàn)樵?GHz處場(chǎng)的傳播常數(shù)趨于無窮小可能造成求解奇異。起步頻率通常設(shè)為0.01GHz或0.1GHz即可。此外對(duì)于插入損耗的評(píng)估分辨率只要在幾百M(fèi)Hz級(jí)別就足夠看趨勢(shì)了但是如果要做TDR變換或眼圖分析則需要較密的頻點(diǎn)建議2001或4001點(diǎn)因?yàn)闀r(shí)域結(jié)果對(duì)頻域分辨率和帶寬非常敏感。求解完成后第一步檢查收斂信息在HFSS的Message Manager或Results菜單中選擇Convergence查看每一Pass的Delta S趨勢(shì)。如果我們發(fā)現(xiàn)第1步到第10步的Delta S穩(wěn)步下降最后小于0.02說明模型剖分已收斂。如果Delta S反復(fù)跳動(dòng)不收斂則大概率是模型幾何存在異常比如兩個(gè)物體沒有完全接觸、存在微小的重疊或間隙。網(wǎng)格剖分中還有一個(gè)細(xì)節(jié)容易被忽略就是“模型關(guān)鍵區(qū)域的網(wǎng)格加密”。對(duì)于差分線信號(hào)導(dǎo)體表皮Skin Depth在高頻時(shí)非常薄尤其是在10GHz下銅的趨膚深度約為0.66微米。默認(rèn)網(wǎng)格在導(dǎo)體表面可能不夠精細(xì)這時(shí)可以對(duì)走線設(shè)置一個(gè)基于長度的網(wǎng)格加密Length-based Mesh Operation把表面網(wǎng)格尺寸限制在0.05mm左右。或者使用HFSS中的“Skin Depth”網(wǎng)格操作來在金屬表面自動(dòng)生成多層薄網(wǎng)格。5. 仿真結(jié)果分析與關(guān)鍵性能指標(biāo)判讀仿真計(jì)算完成后最關(guān)鍵的工作是結(jié)果分析。HFSS支持生成多種報(bào)告包括S參數(shù)、Z參數(shù)、Y參數(shù)、TDR阻抗曲線、場(chǎng)圖等。對(duì)于差分線信號(hào)完整性評(píng)估最常用的是以下三類數(shù)據(jù)。第一類是差分S參數(shù)。通過選擇報(bào)告類型“Rectangular Plot”在Category中選中“S Parameter”然后選擇Sdd11、Sdd21、Scc21等條目。Sdd21代表差分模式下的傳輸系數(shù)理想情況下為0dB實(shí)際中由于介質(zhì)損耗和導(dǎo)體損耗會(huì)隨頻率增加而下降。例如一段20mm長的FR4帶狀線在5GHz時(shí)Sdd21通常在-1.5dB左右在10GHz時(shí)可能降至-3dB左右。如果仿真結(jié)果出現(xiàn)插入損耗異常陡降比如在某個(gè)頻率點(diǎn)突然掉到-10dB以下就要警惕模型中有非預(yù)期諧振。Sdd11代表差分回波損耗它直接反映阻抗匹配程度。若仿真結(jié)果中Sdd11低于-20dB說明該差分線段阻抗控制得非常好如果Sdd11在某個(gè)頻段高于-10dB說明存在明顯的阻抗失配。這時(shí)可以通過查看輸入阻抗Z11的實(shí)部和虛部來判斷失配的方向如果Z11實(shí)部高于100歐姆說明線太細(xì)或者間距太大如果低于100歐姆說明線太寬或者間距太小。第二類是差分阻抗的TDR分析。在HFSS中可以通過后處理將頻域S參數(shù)變換到時(shí)域得到TDR阻抗曲線。具體操作是在Results中選擇Create Modal Solution Data Report然后選擇“TDR”或通過“Export to Circuit”將其導(dǎo)出后在Ansys Designer中生成時(shí)域階躍響應(yīng)。觀察TDR曲線的阻抗值應(yīng)保持在100歐姆正負(fù)10%的窗口內(nèi)如果TDR阻抗曲線在起始處有較大的偏離說明端口參考阻抗設(shè)置不當(dāng)如果在中途有突變說明模型中有阻抗不連續(xù)點(diǎn)比如走線寬度變化、參考平面彈性。第三類是模式轉(zhuǎn)換參數(shù)。Scd21表示差分信號(hào)轉(zhuǎn)換為共模信號(hào)的比例。理想情況下完全對(duì)稱的差分線不會(huì)產(chǎn)生模式轉(zhuǎn)換Scd21接近負(fù)無窮大即極小值。但在實(shí)際結(jié)構(gòu)中由于線寬公差、參考平面不對(duì)稱、走線拐角等因素Scd21會(huì)在一定范圍內(nèi)波動(dòng)。一般來說在5GHz以內(nèi)Scd21小于-30dB是可以接受的如果高于-20dB說明差分結(jié)構(gòu)對(duì)稱性較差需要檢查模型幾何。在參數(shù)掃描完成后可以繪制“Sdd21隨線距s變化”的曲線族。對(duì)比不同線距下的插入損耗差異可以發(fā)現(xiàn)隨著線距增大差分阻抗增大匹配狀態(tài)改變因此Sdd11峰值位置移動(dòng)插入損耗也相應(yīng)變化。這是我們判斷參數(shù)優(yōu)化方向的最直接依據(jù)。另一個(gè)非常重要的后處理是導(dǎo)出SnP文件。HFSS可以直接導(dǎo)出Touchstone格式的S參數(shù)文件如s4p文件供Ansys Designer、ADS、SIwave等軟件做鏈路仿真。在導(dǎo)出時(shí)需要注意端口順序在差分線仿真中端口1和端口2是P信號(hào)端口的輸入端和輸出端端口3和端口4是N信號(hào)端口的輸入端和輸出端。導(dǎo)出時(shí)選擇差分模式歸一化后的數(shù)據(jù)這樣后續(xù)做高速串行鏈路仿真時(shí)S參數(shù)接口定義才不會(huì)錯(cuò)。6. 常見報(bào)錯(cuò)與仿真準(zhǔn)確性排查HFSS仿真過程中難免遇到各種報(bào)錯(cuò)和警告這里把高頻出現(xiàn)的幾類問題整理成一個(gè)速查表方便遇到問題時(shí)對(duì)照處理。現(xiàn)象可能原因排查與解決方式報(bào)錯(cuò)“Port setup is not valid”波端口未同時(shí)接觸上下參考平面檢查上下GND平面讓波端口面完全連接上下GND報(bào)錯(cuò)“Port has non-physical modes”端口面過大且包含多個(gè)傳輸模式或者介質(zhì)層設(shè)置錯(cuò)誤縮小端口寬度或增加模式數(shù)量并指定主模收斂曲線不下降模型中存在未接觸的幾何體或微小碎面檢查3D模型幾何使用Modeler中的Model Analysis檢查網(wǎng)格剖分巨大、求解緩慢端口尺寸過大或波端口處網(wǎng)格過密優(yōu)化端口尺寸端口寬度設(shè)為3~5倍走線間距已足夠仿真結(jié)果對(duì)網(wǎng)格密度非常敏感導(dǎo)體表面趨膚深度未加密對(duì)走線和GND邊界添加Skin Depth網(wǎng)格操作插入損耗異常隆起出現(xiàn)平行板模式或腔體諧振檢查空氣盒邊界與參考平面間距減小空氣盒尺寸或添加吸收邊界TDR阻抗整體偏高/偏低材料介電常數(shù)或介質(zhì)厚度設(shè)置有誤核對(duì)層疊數(shù)據(jù)微調(diào)變量h1/h2或εr建議做參數(shù)掃描關(guān)于“Port setup is not valid”這個(gè)報(bào)錯(cuò)它是新手最常見的問題之一。波端口必須是一個(gè)完全定義好的面在這個(gè)面上電磁場(chǎng)的模式分布才可以通過二維本征值問題求解。如果該面與導(dǎo)體邊界相交方式不對(duì)或者觸不到參考地HFSS就無法正確求解端口模式。實(shí)際檢查時(shí)可以切換到模型視圖放大端口面確認(rèn)走線和上下GND平面是否精確地“切”到端口面上。還有一種很隱蔽的問題就是兩條差分走線在端口面上的位置不對(duì)稱。雖然從傳輸線角度來說只要端口面邊界條件正確不對(duì)稱只影響模式激勵(lì)比例不影響S參數(shù)本質(zhì)但后續(xù)的差分阻抗計(jì)算和TDR會(huì)變得難以解讀。所以建模時(shí)盡量保持走線相對(duì)整個(gè)端口寬度居中、對(duì)稱。另一個(gè)值得注意的問題是關(guān)于輻射邊界與參考平面的距離。如果參考平面GND尺寸太小那么邊緣場(chǎng)效應(yīng)會(huì)改變特性阻抗。在仿真中GND平面應(yīng)在X和Y方向至少比差分線區(qū)域大出3到5倍介質(zhì)厚度才能近似為無限大地平面。而空氣盒需要包裹整個(gè)GND平面并留出至少四分之一波長空間。如果空氣盒太小在輻射邊界處會(huì)反射電磁波在S21曲線上表現(xiàn)為波紋或抖動(dòng)。當(dāng)模型出現(xiàn)求解不收斂或者結(jié)果“合理但怪異”時(shí)我建議先做一個(gè)簡單的“已知答案驗(yàn)證”把差分線間距設(shè)置得很大從而把偶模和奇模之間耦合降到極低此時(shí)差分阻抗應(yīng)該逼近2倍單端特征阻抗。如果仿真結(jié)果符合這個(gè)趨勢(shì)說明端口和邊界條件設(shè)置基本正確如果不符合需要回頭檢查模型。高頻應(yīng)用中銅箔表面粗糙度也是一個(gè)不能被忽視的因素。常規(guī)FR4板材上銅箔表面粗糙度約為2到5微米在10GHz下趨膚深度降到0.66微米表面粗糙度會(huì)使導(dǎo)體損耗顯著增加插入損耗可能會(huì)惡化20%甚至更多。如果項(xiàng)目對(duì)損耗精度要求很高建議在HFSS中為銅箔設(shè)置Surface Roughness屬性常見模型有Huray模型或Groisse模型。但注意表面粗糙度的仿真會(huì)增加建模和計(jì)算復(fù)雜度建議先把理想光滑銅箔的結(jié)果跑通再逐步增加復(fù)雜度。7. 參數(shù)掃描優(yōu)化與差分阻抗調(diào)試經(jīng)驗(yàn)HFSS自帶的Optimetrics工具可以進(jìn)行參數(shù)掃描、優(yōu)化設(shè)計(jì)和統(tǒng)計(jì)分析這是精準(zhǔn)仿真非常重要的環(huán)節(jié)。對(duì)于差分線設(shè)計(jì)通常需要掃描參數(shù)包括線寬w、線間距s、介質(zhì)厚度h1/h2。在Optimetrics中添加參數(shù)掃描時(shí)可以設(shè)定掃描范圍比如線寬w從0.1mm到0.15mm步進(jìn)0.005mm線間距s從0.1mm到0.2mm步進(jìn)0.01mm。掃描完成后檢查不同組合下的差分阻抗和Sdd21。通常不做全因子掃描因?yàn)閷?duì)結(jié)構(gòu)簡單的差分線掃描一到兩個(gè)參數(shù)就足夠找到目標(biāo)阻抗下的最優(yōu)幾何尺寸。在掃描結(jié)果中可以查看Sdd11在目標(biāo)頻率點(diǎn)的數(shù)值隨參數(shù)變化的表格。我們可以用HFSS的“Sweep”結(jié)果表直接篩選出在目標(biāo)頻率處Sdd11最小的參數(shù)組合。比如目標(biāo)阻抗100歐姆在掃描中發(fā)現(xiàn)當(dāng)線寬0.12mm、間距0.15mm時(shí)Sdd11在5GHz以下均優(yōu)于-25dB選擇這個(gè)組合即為最優(yōu)。仿真過程中對(duì)介質(zhì)厚度的調(diào)整要格外小心。介質(zhì)厚度改變不僅影響差分阻抗還會(huì)影響走線的損耗和串?dāng)_。如果h1和h2不相等例如走線貼近上層參考平面遠(yuǎn)離下層參考平面那么兩條走線相對(duì)于上下參考平面的場(chǎng)分布是不對(duì)稱的會(huì)導(dǎo)致共模阻抗變化和模式轉(zhuǎn)換惡化。因此實(shí)際工程中盡量保持帶狀線位于介質(zhì)層的對(duì)稱中心即h1h2這對(duì)信號(hào)完整性有利。關(guān)于TDR阻抗數(shù)據(jù)的解讀我再強(qiáng)調(diào)一點(diǎn)TDR曲線的橫軸是時(shí)間縱軸是瞬時(shí)阻抗實(shí)際對(duì)應(yīng)的是沿走線長度方向的阻抗分布。通過公式l v × t / 2其中v為信號(hào)傳播速度約等于光速除以介質(zhì)介電常數(shù)平方根可以把時(shí)間軸轉(zhuǎn)換為距離軸。這樣當(dāng)TDR曲線在某個(gè)位置出現(xiàn)凹陷或凸起時(shí)可以對(duì)應(yīng)到模型中的具體位置比如端口過渡處、線寬漸變處、參考平面挖空處。這一步對(duì)后續(xù)版圖設(shè)計(jì)非常有價(jià)值能直接定位到版圖上哪個(gè)區(qū)域需要修改。在差分線建模中還有一項(xiàng)容易被忽略的參數(shù)就是“線寬變化”和“線距變化”對(duì)阻抗的聯(lián)合影響。阻抗不僅取決于線寬也取決于線與線之間的耦合程度。當(dāng)兩條線非?？拷黶遠(yuǎn)小于h時(shí)奇模阻抗會(huì)明顯小于單端阻抗差分阻抗主要受耦合影響當(dāng)兩條線相距很遠(yuǎn)s遠(yuǎn)大于h時(shí)耦合很弱差分阻抗趨向于2倍單端阻抗。了解這個(gè)機(jī)理在設(shè)計(jì)階段才會(huì)有意識(shí)地調(diào)整布線密度來達(dá)到目標(biāo)阻抗。參數(shù)掃描完成后建議做一次“容差分析”。PCB制造中線寬和介質(zhì)厚度都存在公差例如線寬正負(fù)10%半固化片厚度正負(fù)5%。可以在Optimetrics中使用Statistical Analysis功能給變量加入正態(tài)分布或均勻分布的隨機(jī)容差多次求解觀察差分阻抗的分布范圍。如果阻抗分布超出100歐姆正負(fù)10%的范圍那么需要調(diào)整設(shè)計(jì)中心值為制造容差留出余量。這個(gè)做法在生產(chǎn)級(jí)別的項(xiàng)目中非常有用能大幅降低改板風(fēng)險(xiǎn)。8. 從單段仿真到完整通道仿真的擴(kuò)展思路單段仿真驗(yàn)證完成后很多高速設(shè)計(jì)工程師會(huì)繼續(xù)做整條鏈路從驅(qū)動(dòng)芯片到接收芯片的仿真。HFSS單段差分線仿真的模型比較干凈邊界清晰但完整鏈路會(huì)包含過孔、連接器、焊盤和封裝復(fù)雜度顯著增加。一種工程上很常用的方法是把完整通道拆成若干個(gè)“積木塊”發(fā)射端芯片封裝模型、發(fā)射端過孔模型、表層微帶走線模型、內(nèi)層帶狀線模型、接收端過孔模型、接收端連接器模型。每個(gè)積木塊先用HFSS單獨(dú)建模仿真并導(dǎo)出SnP文件然后把所有SnP文件在Ansys Designer或ADS里級(jí)聯(lián)起來運(yùn)行通道仿真Channel Simulation計(jì)算得到完整的眼圖、抖動(dòng)和BER。這種“分而治之”的方法比一次性建模完整通道要容易收斂得多排查問題也更方便。當(dāng)建立過孔模型時(shí)需要格外關(guān)注的是過孔的殘樁Stub、反焊盤Anti-pad尺寸和參考平面回流路徑。如果過孔穿過多個(gè)參考平面而這些平面在過孔周圍沒有預(yù)留足夠的回流地孔GND Via就會(huì)導(dǎo)致回流路徑被阻斷產(chǎn)生較大的電感突變?cè)赟參數(shù)上表現(xiàn)為明顯的反射尖峰。在HFSS建模過程中給過孔添加若干個(gè)鄰近地孔Stitching Via可以明顯改善高頻性能這也是BGA區(qū)域布線中最常出現(xiàn)的優(yōu)化點(diǎn)。對(duì)于連接器模型如果拿到廠商提供的HFSS模型如S參數(shù)模型或Spice模型可直接將其視為一個(gè)“黑盒”與PCB段級(jí)聯(lián)。使用廠商模型時(shí)注意檢查其頻率覆蓋范圍和端接方式避免與我們的PCB模型在端口阻抗定義方面不一致否則級(jí)聯(lián)時(shí)會(huì)引入人為誤差。對(duì)于封裝模型情況最復(fù)雜。芯片封裝內(nèi)走線非常短但因其緊鄰芯片襯底和引腳場(chǎng)分布與PCB完全不同。如果項(xiàng)目預(yù)算和時(shí)間允許可以使用Ansys SIwave或者HFSS 3D Layout進(jìn)行封裝和PCB的聯(lián)合仿真直接提取包含封裝效應(yīng)的S參數(shù)。如果條件有限可以先使用芯片廠商提供的IBIS-AMI模型進(jìn)行鏈路仿真把封裝的寄生效應(yīng)用集總RLC模型近似等后續(xù)需要精確建模時(shí)再做全波仿真。9. 仿真效率提升與硬件資源調(diào)配建議在HFSS中處理三維全波模型硬件配置確實(shí)會(huì)直接影響仿真效率。常見的“卡機(jī)”現(xiàn)象往往不是軟件本身問題而是網(wǎng)格剖分規(guī)模超過了物理內(nèi)存。一個(gè)經(jīng)驗(yàn)是如果模型的自適應(yīng)網(wǎng)格數(shù)量超過1000萬四面體那么至少需要64GB內(nèi)存超過2000萬四面體建議使用128GB或更高內(nèi)存。對(duì)于本文中的單段差分線模型通常網(wǎng)格量在50萬到200萬之間8GB到16GB內(nèi)存的機(jī)器即可順利求解。HPC高性能計(jì)算選項(xiàng)在Ansys HFSS中可以開啟分布式求解但要注意并不是所有求解階段都能有效并行。自適應(yīng)網(wǎng)格剖分階段Solution Setup的并行效率通常低于頻掃階段。一般建議設(shè)置4到8個(gè)核心參與求解再增加核心數(shù)對(duì)速度提升不明顯反而可能在多線程調(diào)度上浪費(fèi)資源。如果嘗試了各種優(yōu)化后模型仍然求解很慢可以考慮使用HFSS的“Modal Solution”模式與“Terminal Solution”模式的區(qū)別。對(duì)于差分線S參數(shù)提取Modal求解方式是默認(rèn)并且計(jì)算量相對(duì)較小Terminal模式更適合多導(dǎo)體傳輸線網(wǎng)絡(luò)比如四端口或六端口網(wǎng)絡(luò)因?yàn)榻K端阻抗定義更直觀但計(jì)算量可能相應(yīng)增加。如果只需要看差分S參數(shù)用Modal模式并把端口后處理設(shè)置為差分計(jì)算性價(jià)比最高。關(guān)于分步調(diào)試我的習(xí)慣做法是先建一個(gè)1mm長的非常短的走線快速求解看阻抗確認(rèn)阻抗正確后再把長度改為20mm做完整頻掃。這樣的優(yōu)勢(shì)是縮短了錯(cuò)誤迭代周期。短模型的網(wǎng)格量小一兩分鐘就能出結(jié)果如果發(fā)現(xiàn)阻抗偏差明顯就先去調(diào)整線寬和端口設(shè)置而不是在20mm長的模型上反復(fù)試錯(cuò)。實(shí)際工作中我曾經(jīng)因?yàn)閃ave Port的高度算錯(cuò)了0.02mm導(dǎo)致阻抗在10GHz范圍內(nèi)偏高6歐姆如果把整個(gè)走線模型跑一遍然后再修改耗費(fèi)時(shí)間會(huì)翻倍。使用參數(shù)化掃描功能時(shí)HFSS會(huì)自動(dòng)復(fù)用網(wǎng)格。對(duì)于結(jié)構(gòu)類似的幾何第一次剖分計(jì)算完成后后續(xù)參數(shù)變化的求解會(huì)明顯加快因?yàn)镠FSS會(huì)做網(wǎng)格映射。所以把掃描變量范圍設(shè)置合理、步進(jìn)設(shè)置合適可以非常高效地完成一組參數(shù)優(yōu)化計(jì)算。建議在參數(shù)掃描時(shí)不要選擇“全頻段求解”而是先在單個(gè)頻點(diǎn)比如5GHz下用“Discrete”方式計(jì)算篩選出較優(yōu)的參數(shù)后再做全頻段詳細(xì)掃頻。這種方法實(shí)戰(zhàn)中非常管用。10. 從仿真到測(cè)試的閉環(huán)驗(yàn)證最后分享一個(gè)工程中常常被忽視、但極其重要的環(huán)節(jié)仿真和實(shí)測(cè)的閉環(huán)驗(yàn)證。在PCB打樣回來后第一時(shí)間用網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)試差分走線的S參數(shù)測(cè)試頻率通常從10MHz到20GHz然后與HFSS仿真結(jié)果對(duì)比。如果仿真與實(shí)測(cè)在10GHz內(nèi)Sdd21偏差在0.5dB以內(nèi)Sdd11諧振點(diǎn)位置偏差在5%以內(nèi)說明仿真模型和參數(shù)設(shè)置非常準(zhǔn)確。在實(shí)測(cè)中發(fā)現(xiàn)兩者不一致時(shí)首先要檢查測(cè)試夾具和探針去嵌De-embedding是否準(zhǔn)確。很多工程案例中實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真對(duì)不上的原因不在PCB線上而在測(cè)試方法上。測(cè)試夾具引入的額外焊盤電容、探針接觸電感都會(huì)導(dǎo)致高頻響應(yīng)變差。使用VNA做差分測(cè)試時(shí)需要做SOLT校準(zhǔn)或者使用電子校準(zhǔn)件并且通過TRL去嵌方法去除夾具效應(yīng)。還需要特別注意的是地回流問題。在VNA測(cè)試中差分探針的地Ground需要通過最短路徑連接到PCB參考平面。如果探針落地位置不當(dāng)會(huì)產(chǎn)生額外的回路電感使Sdd11變差。此時(shí)看起來像是PCB設(shè)計(jì)有問題其實(shí)只是測(cè)試布置不當(dāng)。仿真到測(cè)試的偏差排查我建議按以下順序先檢查層疊參數(shù)是否與實(shí)際板材一致板廠給的參數(shù)表不一定精準(zhǔn)最好做切片驗(yàn)證然后檢查線寬線距的實(shí)際生產(chǎn)偏差用二次元測(cè)量儀量一下再檢查連接器的焊接質(zhì)量確認(rèn)沒有虛焊、連錫最后才懷疑仿真模型本身的簡化假設(shè)。大多數(shù)情況下問題在前三項(xiàng)。經(jīng)過一輪仿真到測(cè)試的閉環(huán)校準(zhǔn)后可以把HFSS模型的材料參數(shù)和幾何公差修正到與實(shí)際情況一致。這個(gè)經(jīng)過校準(zhǔn)的模型會(huì)成為后續(xù)項(xiàng)目的寶貴資產(chǎn)以后再做類似速率的高速串行通道仿真可以直接套用這套模型參數(shù)不再需要從零摸索。這也是為什么我強(qiáng)調(diào)仿真過程一定要有“追求精準(zhǔn)”的態(tài)度——一套準(zhǔn)確可信的仿真流程是高速PCB設(shè)計(jì)項(xiàng)目中隱形的核心競(jìng)爭力它在項(xiàng)目早期就能發(fā)現(xiàn)潛在的信號(hào)完整性問題為改板節(jié)省大量時(shí)間和成本。